天线设计：如何匹配电路？

Tune Matching 的方法有許多,有利用單獨供電給 PA,直接在 Active 情況下 Tune Matching 的方式[1],但是這方法要有兩個條件 :

1. 能够正常通话

2. 能进入非信令模式

然而 Tune Matching 的工作,多半都是在第一版 PCB 就要完成(因為第二版 PCB 就要直接送認證),但是依個人經驗,通常第一版 PCB,軟體可能尚未 Ready, 正常通話 ? 进入非信令模式 ? 再等等唄。

因此個人較偏好利用 Passive 方式 Tune Matching,你只要有板子就能進行,不必等到軟體 Ready。

由於 GSM WCDMA 是手機的核心,故個人以這兩個功能的 Tx/Rx Matching 來 做說明。

基本原理 :

最理想情況,當然是希望 Source 端的輸出阻抗為 50 歐姆,傳輸線的阻抗為 50歐姆,Load 端的輸入阻抗也是 50 歐姆,一路 50 歐姆下去,這是最理想的。

但是,板廠的製程,在 Trace 的線寬,以及對地間距,一定會有誤差,這導致 Trace 的阻抗,未必是 50 歐姆,所以要靠Matching 把阻抗 Tune 到 50 歐姆。所 以通常就算對於阻抗控制再有信心,也會留 Dummy pad,以備不時之需。

Matching 步驟 :

 

先把落地元件拔掉,串聯元件用 0 歐姆電阻,目的是要知道 PCB Trace 最原始的 阻抗為多少,接下來才能利用 Smith Chart Matching 元件,把阻抗 Tune 到 50 歐姆。

Q. 我可以直接用焊錫 Short,來代替 0 歐姆電阻嗎 ? 這樣比較省事。

答案是不行,因為雖然以電路觀點,都是 Short,但是以高頻觀點,利用焊錫這種 Distributed 方式,會有寄生效應,連帶使得你量出來的阻抗會不準。

零件換好後,先把網路分析儀做校正,再將銅管作 Port extension,如此便可 開始量阻抗。

我們發現 PCB Trace 最原始的負載阻抗為(40.6-13j)歐姆,接下來就是利用 Smith Chart,將負載阻抗 Tune 到 50 歐姆。

也就是要把負載阻抗,依序透過 Z1, Z2, Z3,把阻抗由(40.6-13j)歐姆,Tune 成 50 歐姆。

首先要把阻抗,弄到通過 50 歐姆的 Z-plane/Y-Plane 圓周上,也就是下圖兩個藍 色圈圈的圓周上,

而下圖是串電感、串電容、並電感、並電容的軌跡。

因為 Z1 是落地元件,所以透過並聯方式,將阻抗弄到通過 50 歐姆的 Z-plane/Y-Plane 圓周上。

但是我們發現,不管是並電感,

或是並電容,

其阻抗都跑不到我們要的圓周上,因此 Z1 就直接 Dummy。依此類推,若往後 遇到 T 型 Matching,Z1 為串聯元件,但串電容串電感都跑不到我們要的圓周 上時,這時 Z1 就放 0 歐姆。

而 Z2 是串聯元件,利用串 9.8nH 的電感,將阻抗弄到了我們要的圓周上,此時 阻抗為(40.4 + 19.3j)歐姆。

最後 Z3 又是落地元件,因此並一個 3.1pF 的電容,使阻抗跑到(49.7 + 0j)歐姆。

因此我們利用串 9.8nH,並 3.1pF 的組合,將負載阻抗由原始的(40.6-13j)歐姆, Tune 成了 49.7 歐姆。

Q. 如果我阻抗控制作的相當好,不需任何 Matching 元件就有 50 歐姆,我可以 在下一版 PCB 拿掉這些 Matching 元件嗎 ?

答案當然是可以,好處有三:

1. 減少零件,便可 Cost Down

2. 減少零件,降低 SMT issue 的風險

3. 減少零件,降低 Insertion Loss

第 3 點對於 GPS 尤其重要,我們由 Noise Figure 的公式 :

 

發現 GPS LNA 前的 Noise Figure,幾乎決定了整體電路的 Noise Figure。

換句話說,若 LNA 前的 Noise Figure 不好,那麼 C/N 值 Sensitivity,注定不會 好,因此要想辦法將 LNA 前的 Loss 降到最低。而 Loss 來源有二 :

1. Mismatch Loss

2. Insertion Loss

若阻抗控制得相當好,等同於幾乎沒有 Mismatch Loss,若能將這些 Passive 的 Matching 元件拿掉,便可更進一步降低 Insertion Loss。即便是 0 歐姆電阻,仍 有些微的 Insertion Loss,更何況 GPS 接收的是-150 dBm 極微弱的訊號,些微的 Insertion Loss,對於 C/N 值 Sensitivity,已有相當的影響。因此若阻抗控制作 的相當好,建議下一版 PCB 就直接用 Microstrip 連過去。

 

Matching 原則 :

至於 Matching 的原則,一般而言有五項 :

1. 電感/電容值,不要過小

2. 落地電容值,不要過大

3. 電感/電容值,不要過於冷門

4. 盡可能設計成 Low Pass Filter

5. 整個頻帶的阻抗軌跡盡可能收斂

電感/電容值之所以不要過小,原因是要維持 Matching 的穩定性,因為 電感/電容值會有誤差,以電容為例子,差不多會有正負 0.1pF 的誤差,如果是 一個容值為 0.3pF 的電容,則誤差高達 33%,其容值範圍為 0.2pF ~ 0.4pF,這 可能會導致每片 PCB 的 Tx/Rx Performance 不一致,進而影響工廠量產時的良率。

落地電容值之所以不要過大,是因為依照容抗公式 :

電容值越大,容抗越小,因此落地電容值過大,則反而可能會讓訊號都流到 GND。

電感/電容值,不要過於冷門,原因是方便備料,因為若是常見的值,則所有廠 家都會有,量產過程中,若 First Source 的廠家缺料,還可馬上找 Second Source 的廠家。

至於盡可能設計成 Low Pass Filter,原因是這樣可以抑制諧波。而 Low Pass Filter 的組合如下 :

第五項是最重要的原則,上述步驟,是以單一頻率點來做 Matching,但最後要 看整個頻率範圍內的 Smith Chart 軌跡,才能決定該 Matching 值可否採用。

以 DCS band 為例,Tx 頻率範圍為 1710 MHz ~ 1785 MHz,因此作 Tx Matching 時,盡可能希望 1710 MHz ~ 1785 MHz 的阻抗,都能收斂在 50 歐姆附近。

而不要像下圖一樣,Low/Mid/High Channel 的阻抗,都不相同。

因為以 Load Pull 的觀點,不同的阻抗點,會導致不同的輸出功率。阻抗相差越 多,則輸出功率也相差越多,造成輸出功率不平坦。

而以 Rx Matching 觀點而言,阻抗離 50 歐姆越遠,則 Mismatch Loss 越大,即 Sensitivity 越差,因此若無法Low/Mid/High Channel 的阻抗,都收斂在 50 歐姆 附近,則會導致 Sensitivity 不平坦。

所以 Tune Matching 時,可以先以 Mid Channel 的頻率點,作單一頻率點的 Matching,因為 Low/ High Channel,並不是每個測項都會測,但 Mid Channel 每個測項都會測,所以要先確保 Mid Channel 的阻抗有到 50 歐姆,再使Low/High Channel 的阻抗,也收斂到 50 歐姆附近。

雖然 Matching 的組合,有 L 型、T 型、π型,但 T 型/π型的阻抗收斂效果,會 比 L 型來得好,因此若 Low/High Channel 的阻抗,離 50 歐姆較遠,便可利用 T 型/π型的 Matching,把 Low/High Channel 的阻抗 Tune 到 50 歐姆。

Q. 但以上例子而言,一開始的 Z1 是落地元件,並不能幫我把原始負載阻抗 Tune 到 50 歐姆,因此若硬要用π型,可能 50 歐姆 Matching 的效果還不 如 L 型來得好。

這問題分兩個層探討,

首先,雖說 T 型/π型的阻抗收斂效果,比 L 型來得好,但不是說非用不可。如 果用 L 型,其 Low/High Channel 的阻抗,已收斂到 50 歐姆附近,那當然沒必 要多增加一顆元件去做 T 型/π型。更甚至如果 Low/High Channel 的原始負載阻 抗已經很收斂,第二版 PCB 當然就如之前所說,直接 Microstrip 連過去,更沒 必要硬用 T 型/π型。

其次,如果 L 型在 Mid Channel 的 50 歐姆 Matching 效果比π型好,但 Low/High Channel 的阻抗卻不收斂,要如何在保有 L 型的 Matching 效果同時,還能進一 步讓 Low/High Channel 的阻抗收斂呢 ?

先介绍四个简单的电感/电容只串/并联公式:

接著利用上述四個公式,將 L 型拆成 T 型/π型。

在此注意電感不管是串聯還是並聯,都不要離太近,否則會因為互感,而使計算 結果變得更將複雜,且不如預期。

因此若要將

拆成π型,則會變成 :

上述講到零件值不要太冷門,因為 3.1pF 是個很冷門的值,故真正採用時,會用 3pF,因此拆成π型,就變成兩個 1.5pF。

那要如何判斷零件值冷不冷門呢,簡單的判斷準則是找沒名氣的二線小廠商, 他們要 Sample Kit,Sample Kit 裡有出現的值,多半不會太冷門,可以不用擔 心備不到料的問題。

接下來,我們以 Block 的觀點,探討 GSM/WCDMA 的 Tx/Rx Matching。

GSM Tx Matching

一開始板子會有這些零件,

然後,把 ASM GSM PA 拔掉。

Step1. 把ConnectorASM間的S11S22都盡量Tune成50Ohm

因為這段是影響 GSM/WCDMA 所有 Tx Rx,所以一旦有 50 Ohm,就直接 Fix 住,之後 Tune 其它 Band 或是 Rx,都不要動這段。

Q. 為啥 Connector 不用 Reference Plane ?

Ans :
原因是當 Connector 端接上 RF Cable 時,其 Connector 與後天線彈片間是 Open 的,此即為最佳的 Reference Plane。

Step2. 再把ASMGSMPA間的S11S22都盡量Tune成50Ohm

Step3. 拿另一塊板子,GSM PA ASM 都有 Mount 上去的,把 PA 拔掉, 再把之前 Tune 的新 Matching 值換上去,並量測 GSM PA 到 Connector 的 S21,這樣對於 PA chip out 到 Connector 會有多少 Loss,至少有個底。

WCDMA Tx Matching

一開始板子會有這些零件

因為在 GSM 階段,ASM 到 Connector 已經 Tune 到 50 Ohm,所以我們就 Fix 住, 不再去動它

然後把 WCDMA PA ASM 拔掉

Step 1. 把 ASM WCDMA 間的 S11 以及 S22,盡量 Tune 成 50 Ohm

Step 2. 拿另一塊板子,所有零件都有 Mount 的,把 WCDMA PA 拔掉, 並換上新的 Matching 值,然後量 WCDMA PA 到 Connector 的 S21, 這樣對於 WCDMA PA Chip output 到 Connector 有多少 Loss,至少有個 底。

Q. 為啥不是 ASM 到 Duplexer,以及 Duplexer 到 PA 分兩段作 Matching ?

Ans :

當然如果嚴謹一點,是必須這樣做。不過因為 Duplexer 本身也是 Passive 元件, 同樣也是不必等軟體 Ready,有板子就能做 Matching,因此為節省時間,就直接 ASM 到 WCDMA 做一次 Matching 即可。

除非是發現 Matching Tune 不太動,因為 Duplexer 的 input & output 各有三顆元 件,一共六顆元件,變數太多,這時就可以分段做 Matching,把變數先縮減為 三個,以加速 Matching 進度。

Q. 每個頻率點的 Load pull都不同,為啥卻一律都 Matching 50 歐姆 ?

Ans :
因為方便省事。確實,對某些頻率點而言,50 歐姆的輸出功率未必最大,耗電 流未必最小,諧波也未必最小。

但是,仔細觀察 Load pull 會發現,50 歐姆的輸出功率、耗電流、諧波,通常也 不會差到哪裡去,就算不是最佳,也不至於差到無法接受。 除非是要對某個特性做最佳化,好比 Insertion Loss 太高 (因為 Trace 線寬太細), 希望有最大輸出功率。或是客戶對於通話時間很要求,希望有最小耗電流。又或 者是 Harmonics 的 Performance Fail,希望有最小諧波。這時就必須專程把 Load Pull Tune 到特定的阻抗值。

Q. 為啥 PA input 不做 Matching ?

Ans :

也是為了方便省事。因為 PA 的 Load Pull,理論上是由 PA 的輸出阻抗決定, PA 的輸入阻抗沒有關聯,就算有影響,其影響程度也是很小,遠小於 PA 的輸出 阻抗,除非在 Layout 上,PA 的 input output 靠太近,相互耦合,那麼 input 就會影響輸出阻抗,而能量大的 output,也會干擾能量小的 input。

再者,以 TQM6M4068 這顆 PA 為例 [2],其 PA input 範圍為 0 dBm ~ 6 dBm, 因此即便 PA input 不做Matching,有 Mismatch Loss,但只要該 Loss 不至於讓 PA input 連低標 0 dBm 都沒有,那麼就不至於會有太大 issue。

Q. 可是當 PA Mount 上去,且處於 Active 狀態時,PA output 看出去的 Load pull 還會是 50 歐姆嗎 ? 會不會 Passive 時的 Load pull,真正 Active 時差很 多 ?

Ans :

坦白說,小弟並未比較過 Passive 與 Active 的 Load pull 比較,所以不知是否會 差很多,但是依小弟經驗,如果Passive 有 Tune 好,Active 時的 Performance 不至於差到哪去,就算有 Fail,也不太會是 Matching 因素。

況且,如果最後發現,該 Fail 真的與 Matching 有關,那麼再 Fine-tune 一下電感 電容值即可 (這時就直接硬 Tune 了,小弟只有在 Passive 時會看阻抗 Smith Chart,當軟體 Ready,可以 Active 時,就直接只看 Pretest 結果,Pass 就 Fix 住, Fail 就再繼續硬 Tune)。

GSM Rx Matching

一開始板子會有這些零件

前說過了,ASM 到 Connector 的 Matching 已 Fix 住就不再動,故直接由 ASM 到 Balun 開始。

然後把 Balun ASM 拔掉,

Tune 到 50 歐姆即大功告成。

WCDMA Rx Matching

一開始板子會有這些零件

然後把 Duplexer ASM 拔掉,

Tune 到 50 歐姆即大功告成。

Q. Balun/Duplexer 到 Transceiver 這段不用 Tune 嗎 ?

Ans :

當然要,因為這邊的 Matching 離 Transceiver 最近,對於 Sensitivity 有很大影響。 但是 Balun/Duplexer 到 Transceiver 這段,多半都是走 Differential,

因此若要 Tune Matching,不能像之前 Single-end 一樣,要先知道如何用 VNA 看 Differential 阻抗[3],然後再Tune Matching。過程比 Single-end 來得複雜,依個 人經驗,小弟在完成 ASM 到 Balun/Duplexer 的 Passive Matching 後,接著等軟 體 Ready,便直接硬 Tune 後端 Differential 的 Matching,直接只看 Sensitivity, 若有達成目標,就 Fix 住,若沒有就繼續硬 Tune。

Reference

[1] 优化 RF3166 PA 效率之实例分析

[2] TQM6M4068 Advance Data Sheet

[3] Ordinary Vector Network Analyzers Get Differential Port Measurement Capability