搜索HFSS分析中需要注意的问题
2016-11-15 by:CAE仿真在线 来源:互联网
问题 一、
HFSS报错at least one material assignment should have solve inside set
解决方案:
1、这种错误一般是由于所建模型是实心的,不是空心所致。所以在创建波导端口的时候要注意自己的设置,model是否改为vacuum。
2、model是PEC也没关系,外面加个Vaccum的壳子就行,就满足solve inside 。
问题二、
怎么用HFSS计算慢波结构的耦合阻抗?
根据公式:Kc=sq(Ez0)/(2sq(Beta0)P) 可以求出基波的耦合阻抗。
具体做法:field calculation
Qty→E→Scal→scalarZ(Z为轴向) →smooth→cmplx→cmplxMag
Geom→point→选point1→OK→Value
Qty→Poynting→Scal→scalarZ(Z为轴向) →cmplx→Real
Geom→Surface→选slice→ →Abs→Eval
这样你就得到Ezo和波印廷矢量。
在设slave与master边界时的相差可得Beta。
注意在建模时,建点point1和面slice。
具体做法:field calculation
Qty→E→Scal→scalarZ(Z为轴向) →smooth→cmplx→cmplxMag
Geom→point→选point1→OK→Value
Qty→Poynting→Scal→scalarZ(Z为轴向) →cmplx→Real
Geom→Surface→选slice→ →Abs→Eval
这样你就得到Ezo和波印廷矢量。
在设slave与master边界时的相差可得Beta。
注意在建模时,建点point1和面slice。
最后一行,在选slice→ →Abs是一积分符号。没有显示出来。
问题三、
在Ansoft Hfss10.0
每次运行中,都会提示这两个错误
Unable to save current mesh data for simulation:Setup1
Simulation completed with execution error on server:Local Machine
Unable to save current mesh data for simulation:Setup1
Simulation completed with execution error on server:Local Machine
在网上有人说另存为或重命名可以解决,试过了之后是可以解决的
问题四、
请看图片中的文献描述,请问open-circuit λ/2
resonant怎么理解?是电磁波在这一段微带线上只传输半个波长么?
【友情提示】以下蓝字部分有误,请注意看下文中红色字部分的讨论
【友情提示】以下蓝字部分有误,请注意看下文中红色字部分的讨论
微带线物理长度较长时呈电感性,为了谐振,应该串联一个电容。在微带线右端串联电容使得电长度减小,
因此传输半个波长所需的微带线物理长度增长了,即可以实现以较长的微带线与电容的串联实现谐振。
而微带线物理长度过短时呈电容性,为了谐振,应该串联一个电感。在微带线右端串联电感使得电长度增大。
因此因此传输半个波长所需的微带线物理长度减小了,即可以实现用较短的微带线与电感的串联实现谐振。
因此传输半个波长所需的微带线物理长度增长了,即可以实现以较长的微带线与电容的串联实现谐振。
而微带线物理长度过短时呈电容性,为了谐振,应该串联一个电感。在微带线右端串联电感使得电长度增大。
因此因此传输半个波长所需的微带线物理长度减小了,即可以实现用较短的微带线与电感的串联实现谐振。
以下是网上的说法,供参考
electrical length:
1. Of a transmission medium, its length expressed as a multiple or submultiple of the wavelength of a periodic electromagnetic or electrical signal propagating within the medium.
2. Of a transmission medium, its physical length multiplied by the ratio of (a) the propagation time of an electrical or electromagnetic signal through the medium to (b) the propagation time of an electromagnetic wave in free space over a distance equal to the physical length of the medium in question. Note: The electrical length of a physical medium will always be greater than its physical length. For example, in coaxial CABLES, distributed resistances, capacitances and inductances impede the propagation of the signal. In an OPTICAL fiber, interaction of the lightwave with the materials of which the fiber is made, and fiber geometry, affect the velocity of propagation of the signal.
electrical length:
1. Of a transmission medium, its length expressed as a multiple or submultiple of the wavelength of a periodic electromagnetic or electrical signal propagating within the medium.
2. Of a transmission medium, its physical length multiplied by the ratio of (a) the propagation time of an electrical or electromagnetic signal through the medium to (b) the propagation time of an electromagnetic wave in free space over a distance equal to the physical length of the medium in question. Note: The electrical length of a physical medium will always be greater than its physical length. For example, in coaxial CABLES, distributed resistances, capacitances and inductances impede the propagation of the signal. In an OPTICAL fiber, interaction of the lightwave with the materials of which the fiber is made, and fiber geometry, affect the velocity of propagation of the signal.
问题五、HFSS使用心得体会,个人认为HFSS的使用可以分为两个层次:
第一种是单纯的仿真,知道某种结构,设置一些结构变量直接用参扫或优化,寻找自己想要的结果,这是初学者和大多数使用者采用的方式(本人在某些时候也喜欢用,这一般是对于未知结构或者理论无法分析的结构设计时);
第二种结合电磁场微波理论,对自己关心的问题与结构先进行分析,仿真时做到有的放矢,更进一步的使用是以HFSS为基础针对性进行二次开发(这种情况下都会用到VBS)
1、对于初学者来说,在建立HFSS的仿真模型时,首先得有一个概念:HFSS建模默认情况下可以想象成在一个金属疙瘩内“挖出”模型,所以建模时画出的物体如果没有定义边界条件或者有其他的物体与其连接时,其表面会默认为PEC边界;
2、一般情况下,许多使用者都直接利用HFSS自带的自适应网格剖分,这在多数情况下,尤其是结构比较简单时是可以的,但对于复杂的结构,如波导缝隙阵天线,有较大的局限性,因为缝隙上的电场一般都近似为余弦分布,在此上划分网格,实际上可以看成是用一多段线近似余弦,如果缝隙上剖分的网格点数少了,必然引起近似误差,对副瓣和远副瓣有影响,所以对于结构复杂、电磁场变化比较剧烈的局部需要进行手动网格剖分或者Seeding mesh
第一种是单纯的仿真,知道某种结构,设置一些结构变量直接用参扫或优化,寻找自己想要的结果,这是初学者和大多数使用者采用的方式(本人在某些时候也喜欢用,这一般是对于未知结构或者理论无法分析的结构设计时);
第二种结合电磁场微波理论,对自己关心的问题与结构先进行分析,仿真时做到有的放矢,更进一步的使用是以HFSS为基础针对性进行二次开发(这种情况下都会用到VBS)
1、对于初学者来说,在建立HFSS的仿真模型时,首先得有一个概念:HFSS建模默认情况下可以想象成在一个金属疙瘩内“挖出”模型,所以建模时画出的物体如果没有定义边界条件或者有其他的物体与其连接时,其表面会默认为PEC边界;
2、一般情况下,许多使用者都直接利用HFSS自带的自适应网格剖分,这在多数情况下,尤其是结构比较简单时是可以的,但对于复杂的结构,如波导缝隙阵天线,有较大的局限性,因为缝隙上的电场一般都近似为余弦分布,在此上划分网格,实际上可以看成是用一多段线近似余弦,如果缝隙上剖分的网格点数少了,必然引起近似误差,对副瓣和远副瓣有影响,所以对于结构复杂、电磁场变化比较剧烈的局部需要进行手动网格剖分或者Seeding mesh
3、在HFSS
中存在三种扫频方式:快速、离散和插值,各有优缺点。
快速扫频顾名思义速度比较快,它是在现有网格的基础上直接计算,但是在频带较宽是,容易出现错误的结果(对结果的分析需要自己判断);
离散扫频是最准确的,它对每个频点都会进行求解,所有求解的时间是单个频点的N倍;
插值扫频介于二者之间,它首先确定若干个频点进行求解,然后频点之间采用插值的方法计算。
4、良好的建模习惯是用好HFSS的有力方法:
建模时千万不要使用默认的物体名称,如box、cylinder等,多了会晕头转向,不利用修改和排错,同时尽量用变量名,即使该参数不用参扫;
如非必要,尽量不用相对坐标系,它会极大的影响后处理计算的速度,容易出错,最好的方法是在全部坐标系内,通过简单的操作把模型移动到指定的位置,建模的过程也是一个设计者思考的过程,可以反映建模者的分析脉络;
HFSS的VBS脚本程序是一个非常有用的东东,本人很喜欢用,它可以与MATLAB等其他软件程序结合使用,比如对于某个特定结构,有固定的规律或更好的优化途径,用协同仿真优化是比较好的选择。
快速扫频顾名思义速度比较快,它是在现有网格的基础上直接计算,但是在频带较宽是,容易出现错误的结果(对结果的分析需要自己判断);
离散扫频是最准确的,它对每个频点都会进行求解,所有求解的时间是单个频点的N倍;
插值扫频介于二者之间,它首先确定若干个频点进行求解,然后频点之间采用插值的方法计算。
4、良好的建模习惯是用好HFSS的有力方法:
建模时千万不要使用默认的物体名称,如box、cylinder等,多了会晕头转向,不利用修改和排错,同时尽量用变量名,即使该参数不用参扫;
如非必要,尽量不用相对坐标系,它会极大的影响后处理计算的速度,容易出错,最好的方法是在全部坐标系内,通过简单的操作把模型移动到指定的位置,建模的过程也是一个设计者思考的过程,可以反映建模者的分析脉络;
HFSS的VBS脚本程序是一个非常有用的东东,本人很喜欢用,它可以与MATLAB等其他软件程序结合使用,比如对于某个特定结构,有固定的规律或更好的优化途径,用协同仿真优化是比较好的选择。
问题六、
请问各位大虾,我要设计一个27—40
Ka波段全频段的基片集成波导到微带的转换,有以下几个问题请大家帮忙解决下:
1,如何从所选的频段得出基片集成波导的宽度以及特性阻抗?
2,在得到基片集成波导的阻抗后如何求得微带到波导线性渐变过度的微带线的长度L ?
PS:所选择的基片是RT-duroid 5880材料(相对介电常数εr=2.2),厚度h=0.254mm)
1,如何从所选的频段得出基片集成波导的宽度以及特性阻抗?
2,在得到基片集成波导的阻抗后如何求得微带到波导线性渐变过度的微带线的长度L ?
PS:所选择的基片是RT-duroid 5880材料(相对介电常数εr=2.2),厚度h=0.254mm)
宽度约等于主模截止波长(介质中)除以2,修正量加上孔的直径。
阻抗算法可以参考矩形波导的,按照你给点参数估计大概是20欧姆左右。也就是说微带线宽度大概是50欧姆的两点几倍,具体你用论坛里的那个TLline小软件一算就得到。
过渡段长度选到线宽(粗的一端)的4~5倍即可。也可以用HFSS进行优化。
你这个基片很薄,加工后的器件比较脆弱容易形变,建议你准备硬板加固。
阻抗算法可以参考矩形波导的,按照你给点参数估计大概是20欧姆左右。也就是说微带线宽度大概是50欧姆的两点几倍,具体你用论坛里的那个TLline小软件一算就得到。
过渡段长度选到线宽(粗的一端)的4~5倍即可。也可以用HFSS进行优化。
你这个基片很薄,加工后的器件比较脆弱容易形变,建议你准备硬板加固。
问题七、
波端口大小对特性阻抗的影响仿真总结。
最近在仿真一个特性阻抗为50欧姆的微带传输线,发现波端口的大小对特性阻抗有很大的影响。
以下是结合书本对波端口的认识,欢迎大家一起交流:
1.波端口的大小决定了端口的模式,尺寸越小,越有利于单模传输,这是因为波端口激励是假设和一个半无限长的矩形波导相连,因此波导的尺寸越小,截止波长越小,越有利于单模传输。在只进行端口求解时,可以观察Gamma参数的虚部来查看可以传输哪些模式,hfss fullbook中有一个关于waveport的具体例子,大家可以查看。
2. 波端口的大小影响端口阻抗的计算,这就给端口特性阻抗的计算带来了影响,选择多大的端口才能符合实际。以微带为例,HFSS应用详解中给出了相应的参考波端口大小,当w>=h时,波端口的宽度一般设置为10w,当w<h时,波端口的宽度一般设置为5w(3-4h);波端口的高度一般设置为6-10h。这只是参考的数值,到底多大计算出来的端口特性阻抗才能满足实际要求,希望知道的一起交流下。
3. 波端口的尺寸也不是越小越好,因为进入毫米波段后,有时需要考虑高次模的影响,实际实践中也会引入高次模。再以微带传输线为例,为避免电场耦合到波端口边缘上,影响传输线的特性,波端口必须设置足够大的尺寸。
以下是结合书本对波端口的认识,欢迎大家一起交流:
1.波端口的大小决定了端口的模式,尺寸越小,越有利于单模传输,这是因为波端口激励是假设和一个半无限长的矩形波导相连,因此波导的尺寸越小,截止波长越小,越有利于单模传输。在只进行端口求解时,可以观察Gamma参数的虚部来查看可以传输哪些模式,hfss fullbook中有一个关于waveport的具体例子,大家可以查看。
2. 波端口的大小影响端口阻抗的计算,这就给端口特性阻抗的计算带来了影响,选择多大的端口才能符合实际。以微带为例,HFSS应用详解中给出了相应的参考波端口大小,当w>=h时,波端口的宽度一般设置为10w,当w<h时,波端口的宽度一般设置为5w(3-4h);波端口的高度一般设置为6-10h。这只是参考的数值,到底多大计算出来的端口特性阻抗才能满足实际要求,希望知道的一起交流下。
3. 波端口的尺寸也不是越小越好,因为进入毫米波段后,有时需要考虑高次模的影响,实际实践中也会引入高次模。再以微带传输线为例,为避免电场耦合到波端口边缘上,影响传输线的特性,波端口必须设置足够大的尺寸。
问题八、
1
在不考虑激励,对于波导而言,它本身能传导的模式可能出现能传导高阶模式而基模却截止的情况么?
2 对于波导而言,特定频率下,能传输的模式和激励没有关系吧?这算是波导本身的性质么?
2 对于波导而言,特定频率下,能传输的模式和激励没有关系吧?这算是波导本身的性质么?
对于第一个问题,不可能出现那样的情况。因此传播模式的条件是f>fc(fc是模式的截止频率),而基模的截止频率小于高次模,所以能传导高阶模式必然能传输基模。
第二个问题,波导能传输的模式只与其自身的尺寸,材料等相关,可用本征模理论进行求解,与激励没有关系。
第二个问题,波导能传输的模式只与其自身的尺寸,材料等相关,可用本征模理论进行求解,与激励没有关系。
问题九、
感觉到大家对端口阻抗的概念比较模糊。
首先需要区分两个概念:端口阻抗和端口输入阻抗。
端口阻抗一般是指天线馈电端口所接传输线所对应的特性特性阻抗,一般在端口处定义一个截面,求解器在求解时把该端口看作一个无限长均匀传输线。利用2D特征模求解器可以求得对应模式的特性阻抗。在HFSS中,要计算给定端口截面的特性阻抗只能用Waveport,在Result->create report->modal soluton data->Traces窗口中的PortZ0即是所求得的端口特性阻抗。如果在Waveport中设置了多个模式,则存在多个模式对应的PortZ0。利用Waveport端口激励,可以计算任意形状截面端口的特性阻抗。在Analysis->solution setup中设置如下,则仅启动2D特征模求解器计算端口模式而不进行进一步求解,通常成为一种检验馈电结果设置正确与否的方法。
首先需要区分两个概念:端口阻抗和端口输入阻抗。
端口阻抗一般是指天线馈电端口所接传输线所对应的特性特性阻抗,一般在端口处定义一个截面,求解器在求解时把该端口看作一个无限长均匀传输线。利用2D特征模求解器可以求得对应模式的特性阻抗。在HFSS中,要计算给定端口截面的特性阻抗只能用Waveport,在Result->create report->modal soluton data->Traces窗口中的PortZ0即是所求得的端口特性阻抗。如果在Waveport中设置了多个模式,则存在多个模式对应的PortZ0。利用Waveport端口激励,可以计算任意形状截面端口的特性阻抗。在Analysis->solution setup中设置如下,则仅启动2D特征模求解器计算端口模式而不进行进一步求解,通常成为一种检验馈电结果设置正确与否的方法。
quanta :
如果采用waveport,可以通过portz0来看特性阻抗。我认为lumped port是一种理想化设置,其S参数的仿真结果与waveport相同。
ok!:
但只有在lumped port设置的阻抗Z0与waveport计算得到的端口Z0相同时,得到的VSWR才相同。
但只有在lumped port设置的阻抗Z0与waveport计算得到的端口Z0相同时,得到的VSWR才相同。
tianke:
据我理解,好像只有设waveport,才可以算出特性阻抗,也就是portz0值。
据我理解,好像只有设waveport,才可以算出特性阻抗,也就是portz0值。
OK!
:
在某些情况下,无法设置一个明确的端口面或者已知所连接电缆的特性阻抗(通常为50欧),这时用lumped port更为方便(不启动2D特征模求解器求解)。这时实际上是强制端口阻抗为某一值。因此,当设置lumped port时,得到的PortZ0始终是一常量。
在某些情况下,无法设置一个明确的端口面或者已知所连接电缆的特性阻抗(通常为50欧),这时用lumped port更为方便(不启动2D特征模求解器求解)。这时实际上是强制端口阻抗为某一值。因此,当设置lumped port时,得到的PortZ0始终是一常量。
tonyshore:
好象用lumped port 的话,不管当时有没设置归一化阻抗,最后得出来结果都是50欧,是不是这样呢?还是我做的设置出错了..? 另外一个概念是输入阻抗,即从天线端口看进去的阻抗,必须进行完全求解才能得到。在Result->create report->modal soluton data->Traces窗口中的Z parameter中可以得到输入阻抗。注意:仅对于单端口Z11才表示输入阻抗Zin,对于多端口,Z11仅表示其余端口短路条件下的输入阻抗。
好象用lumped port 的话,不管当时有没设置归一化阻抗,最后得出来结果都是50欧,是不是这样呢?还是我做的设置出错了..? 另外一个概念是输入阻抗,即从天线端口看进去的阻抗,必须进行完全求解才能得到。在Result->create report->modal soluton data->Traces窗口中的Z parameter中可以得到输入阻抗。注意:仅对于单端口Z11才表示输入阻抗Zin,对于多端口,Z11仅表示其余端口短路条件下的输入阻抗。
e族浪子:
active z然后选中re,im就可以看到了。
active z然后选中re,im就可以看到了。
wrong!:
active z是存在多端口激励条件下的Z,与上述Z parameter类似,不是Z0。
active z是存在多端口激励条件下的Z,与上述Z parameter类似,不是Z0。
另外,关于归一化,是用于对S参数矩阵进行归一化,目的是用于标准的归一化S参数,比如用于电路仿真。如对Znorm进行归一化,将按照S归一化公式重新计算S参数。相应的Z0变为Znorm。
总结:
如果是Waveport,则端口阻抗是2D特征模求解启得到的Zo;
如果是lumped port 则端口阻抗是在lumped port 设置的全端口阻抗值,如图所示
如果设置了对归一化(Znorm),则影响S参数的输出值,同时将Zo强制置为Znorm。
总结:
如果是Waveport,则端口阻抗是2D特征模求解启得到的Zo;
如果是lumped port 则端口阻抗是在lumped port 设置的全端口阻抗值,如图所示
如果设置了对归一化(Znorm),则影响S参数的输出值,同时将Zo强制置为Znorm。
问题十、
波导可以传导高阶模式而不能传导基模的情况么?---------------不可能
波导可以传导高阶模式而不传导基模的情况么?------------------无基模激励
波导可以传导高阶模式而不传导基模的情况么?------------------无基模激励
问题十一、
本身在仿真时就设定的是一种模式,那怎么可能有高次模的影响呢?我想知道波端口的尺寸影响什么,难道说即使我仿真时只定义了一种模式,由于尺寸不合理而导致高次模的产生?
通过合理的尺寸和材料设计可以理论上满足单模激励,但即便是单模激励仍可能被测试结构激发出高次模,如果高次模在到达各端口前凋落掉,那就不用考虑了,如果没有足够凋落,那么就对S参数产生影响,误差就得考虑。
问题十二、
在不考虑辐射损耗的情况下,S参数的理解应该是基于传输矩阵法的。
S(port1,port1)应该是代表着端口进入电极后的反射,可以理解为反射系数。
S(port1,port2)应该是代表着端口1到端口2的传输,可以理解为传输系数。
S(port1,port1)应该是代表着端口进入电极后的反射,可以理解为反射系数。
S(port1,port2)应该是代表着端口1到端口2的传输,可以理解为传输系数。
问题十三、
在超高频(uhf)rfid标签天线的设计中,需要用到共轭匹配,论坛中进行过探讨,但好像不是很正确!
HFSS中S11的计算公式为:
s11=20*log10(|(Zant-Zchip)/(Zant+Zchip)|) (1)
如果利用lumport,且将端口阻抗设置成芯片阻抗的共轭,则计算得到的s11为
s11=20*log10(|(Zant-Zchip*)/(Zant+Zchip*)|) (2)
而共轭匹配的计算公式为: x[wq]q#*
s11=20*log10(|(Zant-Zchip*)/(Zant+Zchip)|) (3)
这个公式才是最严格的,利用这个公式设计的天线,要得到宽频带的s11,需要多个谐振频点才能实现!
本人在设计天线过程中用到第二个错误公式,结果整整浪费了4个多月的时间,希望大家不要重蹈覆辙!
s11=20*log10(|(Zant-Zchip)/(Zant+Zchip)|) (1)
如果利用lumport,且将端口阻抗设置成芯片阻抗的共轭,则计算得到的s11为
s11=20*log10(|(Zant-Zchip*)/(Zant+Zchip*)|) (2)
而共轭匹配的计算公式为: x[wq]q#*
s11=20*log10(|(Zant-Zchip*)/(Zant+Zchip)|) (3)
这个公式才是最严格的,利用这个公式设计的天线,要得到宽频带的s11,需要多个谐振频点才能实现!
本人在设计天线过程中用到第二个错误公式,结果整整浪费了4个多月的时间,希望大家不要重蹈覆辙!
问题十四、
1.根据你的意思,就是说端口2默认情况下是没有加激励的了?
2.如果想看S12,就是说要在端口2上加激励,要进行如何修改呢?是否是在hfss——fields——edit sources 里面进行的修改呢? 如何改?
3.你知道hfss——fields——edit sources 中的scaling factor 是用来做什么的吗?
2.如果想看S12,就是说要在端口2上加激励,要进行如何修改呢?是否是在hfss——fields——edit sources 里面进行的修改呢? 如何改?
3.你知道hfss——fields——edit sources 中的scaling factor 是用来做什么的吗?
答:
1 默认的2端口是没有激励的。
2,3 hfss默认激励是1W的,scaling是跟1W的比值,取成0就是没激励,取成1就是1W 。
1 默认的2端口是没有激励的。
2,3 hfss默认激励是1W的,scaling是跟1W的比值,取成0就是没激励,取成1就是1W 。
问题十五、
双层微带天线是不是下层的激励贴片一定小于上层的辐射贴片呢?我看了好多论文和书都是这样的,但是我仿真的时候,只有下层的激励贴片大于上层的辐射贴片时才能得到较好的端口匹配,请问有人做过吗?求解释???
双层微带贴片,可以加大天线带宽。增益也会相应的提高,两贴片之间的距离比较关键。至于大小,我仿真过在1/2波长左右区别不是很大。我看过很多产品上层贴片一般会比下层贴片小,也有个别相反的。总的来讲上层贴片相当于八木的引向器。
问题十六、
微带天线中寄生贴片的作用是什么?
1、文献说由于寄生的贴片在天线中可形成谐振回路,相当于出现2个谐振点,当谐振回路的谐振频率和天线本身谐振频率接近时,便可认为是拓宽了天线的阻抗带宽。进而,可以增加多个寄生贴片从而卓次递归的拓宽其阻抗带宽。2、我看到一个文献,是双频的,增加寄生贴片可以在不影响高频的情况下,把低频向左移。3、一个高手说是可能是因为寄生贴片引入了高次模,进而增加带宽。 道理可以从波导类推一下,如果单一模式,截止频率比较低,多模的引入可以提高带宽。
问题十七、
求微带天线阵增加带宽方法?
1:使用厚的、低介电常数的介质板;
2:使用电磁耦合馈电形式;
3:加载U型等槽缝;
4:添加功分器、有阻抗变换作用;
5:阻抗调配的微带传输线馈电
2:使用电磁耦合馈电形式;
3:加载U型等槽缝;
4:添加功分器、有阻抗变换作用;
5:阻抗调配的微带传输线馈电
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